Den riktige strømforsyningsregulatoren kan minimere DC-skinnestøy og forbedre den ultralydbaserte bildekvaliteten

Støy er en ytelsesbegrensende faktor i medisinske og andre ultralydbaserte systemer. Det enkle begrepet «støy» refererer selvfølgelig til mange forskjellige typer, der noen er iboende i den medisinske og pasientmessige situasjonen, mens andre er elektroniske av natur. Den dominerende pasientinduserte støyen kalles «modusstøy» (specle noise), og denne skyldes i stor grad uensartethet (inhomogenitet) i pasientens vev og organer. Det er ikke så mye kretskonstruktører kan gjøre med pasientindusert støy, men de kan gjøre mye for å minimere de ulike støykildene og -typene som skyldes elektronikken.

DC–DC-regulatorer er blant disse potensielle støykildene. For å minimere støy kan konstruktører bruke små og stillegående regulatorer med lav fallspenning (LDO – low-dropout) som stadig får bedre virkningsgrad. Selv disse LDO-ene kan ofte resultere i tomgangsenergi med tilknyttede varmestyringsproblemer. Det effektive alternativet til LDO-en, er vekslingsregulatoren, men disse enhetene har iboende høyere støy på grunn av vekslingsegenskapene deres. Denne støyen må reduseres hvis konstruktører skal kunne dra full nytte av disse enhetene.

Nyskapninger i utformingen av strømomformingstopologier har redusert denne støyen, noe som har resultert i et skifte i kompromissene forbundet med støyeffektivitet. Monolitiske vekslingsregulatorer med høy effekt kan for eksempel effektivt forsyne strøm til digitale IC-er med støysvake likestrømsskinner (DC-skinner), høy virkningsgrad og minimale plassbehov.

Denne artikkelen tar kort for seg utfordringene relatert til ultralyd. Den introduserer deretter de små Silent Switcher IC-familiene fra Analog Devices, og bruker LT8625S som det fremhevede eksemplet for å vise hvordan disse innovative vekslingsregulatorene oppfyller de mange målene for laster med ensifret spenning, under 10 ampere (A), som trengs for ultralydavbildning med høy ytelse. Andre Silent Switcher IC-eksempler gis for å vise bredden til familien.

Ultralyd har unike signalbaneutfordringer

Driftsprinsippet for ultralydbasert avbildning er enkelt, men utvikling av et avbildningssystem med høy ytelse krever betydelig konstruksjonsekspertise, mange spesialkomponenter og nøye oppmerksomhet rundt subtile detaljer (figur 1).

Figur 1: Et blokkskjema på høyt nivå over et system for ultralydavbildning hentyder til kompleksiteten rundt det å implementere et system basert på et enkelt fysikkprinsipp. (Bildekilde: Analog Devices)

Avbildningssystemet bruker en rekke piezoelektriske transdusere som pulseres for å produsere en akustisk bølgefront. Mange nye systemer har opptil 256 slike transduserelementer, der hver av disse må styres uavhengig av hverandre. De sendte frekvensene varierer fra 2 til 20 megahertz (MHz).

Ved å justere den relative timingen til transduserne i matrisen ved å bruke variable forsinkelser, kan de utsendte pulsene stråleformes og rettes mot bestemte steder. Høyere frekvenser gir god romlig oppløsning, men de har relativt dårlig penetrasjonsevne, noe som resulterer i forringet bildekvalitet. De fleste systemer bruker rundt 5 MHz som et optimalt kompromiss.

Når pulsen er sendt ut, bytter systemet til mottaksmodus og fanger opp ekkoene til den akustiske pulsen, som dannes når den akustiske bølgeenergien treffer en impedansbarriere, for eksempel ved grensen mellom forskjellige typer vev eller organer. Tidsforsinkelsen som ekkoene kommer tilbake med relativt til når de sendes, gir avbildningsinformasjonen.

På grunn av den uunngåelige dempingen av ultralydsignalet når det gjennomtrenger vevet to ganger – én gang for foroverbanen og én gang for returekkoet – vil det mottatte signalnivået strekke seg over et bredt dynamisk område. Det kan være så høyt som én volt ned til så lavt som noen få mikrovolt, som er et område på ca. 120 desibel (dB).

Vær oppmerksom på at tur-retur-signalet dempes med 100 dB for et ultralydsignal på 10 MHz og en inntrengningsdybde på 5 centimeter (cm). Derfor, for å håndtere et momentant dynamisk område på omtrent 60 dB på et hvilket som helst sted, vil det nødvendige dynamiske området være 160 dB (et spenningsdynamisk område på 100 millioner til 1).

Det kan virke som den enkleste løsningen for å håndtere et bredt dynamisk område, signaler på lavt nivå og et utilstrekkelig signal-til-støy-forhold (SNR – signal-to-noise ratio), er å rett og slett øke den emitterte transdusereffekten. Sett bort fra de åpenbare strømkravene dette medfører, er det imidlertid strenge grenser for temperaturen til ultralydsonden som er i kontakt med pasientens hud. De maksimalt tillatte overflatetemperaturene til transduseren er spesifisert i IEC-standarden 60601-2-37 (Rev 2007) ved 50 °C når transduseren sender til luft, og 43 °C når den overfører til et egnet menneskekroppsfantom (en standard kroppssimulator).

Denne sistnevnte grensen innebærer at huden (vanligvis 33 °C) kan varmes opp med maksimalt 10 °C. Derfor er det ikke bare den akustiske effekten som må begrenses, men all avledning fra den tilknyttede elektronikken – inkludert DC–DC-regulatorer – må også minimeres.

For å opprettholde et relativt konstant signalnivå og maksimere SNR, brukes en spesiell type automatisk forsterkningsstyring (AGC – automatic gain control) kalt tidsforsterkningskompensasjon (TGC – time-gain compensation). TGC-forsterkeren kompenserer for eksponentiell signalnedbrytning ved å forsterke signalet, noe den gjør ved å bruke en eksponentiell faktor som fastsettes av hvor lenge mottakeren har ventet på returpulsen.

Vær oppmerksom på at det finnes forskjellige typer moduser for ultralydavbildning, som vist i (figur 2):

• Gråskala gir et grunnleggende svart-hvitt-bilde. Den kan få bukt med fenomener som er så små som én millimeter (mm).
• Doppler-moduser detekterer hastigheten til et objekt i bevegelse ved å spore frekvensskiftet til retursignalet og vise det i falsk farge. Denne modusen brukes til å undersøke blod eller andre væsker som strømmer i kroppen. Doppler-modus krever at en kontinuerlig bølge sendes inn i kroppen og produserer en hurtig fouriertransform (FFT) av retursignalet.

Figur 2: Gråskala (A) og farge-Doppler (B) for de ekstrakranielle (extracranial) halsarteriene på nivået til halsarterieforgreningen (carotid bifurcation). Vær oppmerksom på at grener av ECA-en (stjerne, nederst til venstre for hvert bilde) kan best ses på farge-doppler-avbildning. (CCA: common carotid artery – felles halsarterie. ICA: internal carotid artery – intern halsarterie. ECA: external carotid artery – ekstern halsarterie). (Bildekilde: Radiologic Clinics of North America)

• Venøs og arteriell modus bruker doppler i kombinasjon med gråskalamodus. De brukes til å vise arteriell og venøs blodstrøm i detalj.

Det forenklede blokkskjemaet utelater noen viktige komponenter, mens et mer detaljert skjema viser tilleggsfunksjoner (figur 3).

Figur 3: Et mer detaljert blokkskjema av et moderne ultralydsystem gjør kompleksiteten mer åpenbar, samt de mange digitale funksjonene som er innebygd i konstruksjonen. (Bildekilde: Analog Devices)

Først har vi strømforsyningsfunksjonen. Enten systemet er drevet via en AC-linje eller et batteri, kreves det flere DC–DC-regulatorer for å utvikle de ulike skinnespenningene. Disse spenningene varierer fra noen få volt for visse funksjoner, til mye høyere spenninger for piezo-transduserne.

Siden moderne ultralydsystemer i stor grad er digitale, med unntak av de analoge inngangene for sende- og mottaksbanene, inkluderer de FPGA-er for å implementere den digitalt styrte stråleformingen og andre funksjoner. Disse FPGA-ene krever en relativt betydelig mengde strøm, som kan være opptil 10 A.

Støygrenseytelse (noise bounds performance)

I likhet med de fleste andre datainnsamlingssystemer, er støy også en av de ytelsesbegrensende faktorene for medisinske ultralydsystemer. I tillegg til pasientindusert impulsstøy, er det forskjellige typer elektronisk krets- og komponentstøy:

• Gaussisk støy er statistisk tilfeldig «hvit» støy som i stor grad skyldes temperatursvingninger, eller elektronisk kretsstøy fra aktive og passive komponenter.
• Haglstøy (Poisson-støy) skyldes den diskrete naturen til elektriske ladninger.
• Impulsstøy, noen ganger kalt salt-og-pepper-støy, observeres noen ganger på digitale bilder. Denne kan være forårsaket av skarpe og plutselige forstyrrelser i bildesignalet og kan ses som sparsomt forekommende hvite og svarte piksler, derav det uformelle navnet.

Disse støykildene påvirker bildeoppløsning og -kvalitet. De minimeres ved å velge egnede elektroniske komponenter, slik som lavstøyforsterkere og -motstander, samt egnede analoge og digitale filtre. I tillegg kan noe støy minimeres i etterbehandling ved å bruke avanserte bilde- og signalbehandlingsalgoritmer.

Regulatorstøy: En viktig faktor

Det er også ett støyrelatert problem som må løses: Vekslingsstøy fra de spenningsreduserende (buck) DC–DC-regulatorene som primært forsyner strøm til digitale IC-er, for eksempel FPGA-er og ASIC-er. Problemet er at de også påvirker følsomme analoge signalbehandlingskretser gjennom elektromagnetisk (EM) stråling, samt konduksjon gjennom strømskinner og andre ledere.

Konstruktører forsøker å minimere denne støyen ved å bruke ferrittperler, nøye planlagte layouter og filtrering på strømskinnen, men disse anstrengelsene bidrar til økt komponentantall, økt plassbruk på kretskortet og er ofte bare delvis vellykket.

Tradisjonelt sett kan konstruktører som jobber for å minimere støyen som genereres av DC–DC-regulatorene velge en LDO med iboende lav støy på utgangen, men med en relativt dårlig virkningsgrad på rundt 50 %. Alternativet er å bruke en vekslingsregulator med en virkningsgrad på rundt 90 % eller høyere, men som har impulsstøy på utgangen som ligger i millivolt-området på grunn av vekslingsklokken.

I motsetning til de fleste tekniske beslutninger der det er avveininger langs et kontinuum, krever situasjonen med DC–DC-regulatorer at enten den ene eller den andre siden velges: Lav støy med lav virkningsgrad eller høy støy med høy virkningsgrad. Det eksisterer ikke noe kompromiss, som for eksempel å akseptere 20 % høyere støy i en LDO i bytte mot en beskjeden økning i virkningsgraden.

Den iboende lave støyen til LDO-en kan kompromitteres av en annen faktor. På grunn av den relativt store størrelsen som trengs for høyere strømnivåer – hovedsakelig på grunn av varmebekymringer – må den ofte plasseres lengre unna lasten. Dette gjør det mulig for LDO-utgangsskinnen å plukke opp utstrålt støy fra digitale komponenter i systemet, noe som skader den rene skinnen til den følsomme analoge kretsen.

Én løsning på LDO-plassering på grunn av utfordringer relatert til varmestyring, er å bruke en enkel regulator som er plassert på siden eller hjørnet av kretskortet. Dette gjør det enklere å håndtere LDO-avledningsutfordringene og muligens forenkle DC–DC-arkitekturen på systemnivå. Denne tilsynelatende enkle løsningen har imidlertid mange problemer:

• Det uunngåelige IR-fallet mellom regulatoren og lastene på grunn av avstanden og høye strømnivåer (ΔV fall = laststrøm (I) × banemotstand (R)) betyr at spenningen ved lastene ikke vil være ved den nominelle LDO-utgangsverdien, og kan til og med være forskjellig ved hver last. Dette fallet kan minimeres ved å øke kretskortets banebredde eller -tykkelse eller bruke en stående samleskinne, men disse bruker dyrebar plass på kretskortet og øker materialkostnadene (BOM – bill of materials).
• Fjerndeteksjon kan brukes til å overvåke spenningen ved lasten, men dette fungerer bare tilfredsstillende for en ikke-spredt last med ett punkt. I tillegg kan ledningene for fjerndeteksjon bidra til DC-skinneoscillasjon, ettersom induktansen til den lengre forsyningsskinnen og sensorledningene kan påvirke regulatorens transientytelse.
• Til slutt er de lengre strømskinnene også utsatt for mer støyopptak fra elektromagnetisk interferens (EMI) eller radiofrekvensinterferens (RFI) – et problem som ofte er svært vanskelig å håndtere.

Det å få bukt med EMI/RFI-problemet begynner vanligvis med bruken av flere forbikoblingskondensatorer (bypass capacitor), ferrittperler på linjen og andre tiltak. Problemet er imidlertid ofte vedvarende. Videre vil denne støyen gjøre det mer utfordrende å oppfylle de forskjellige forskriftsmandatene for støyutslipp, avhengig av størrelsen og frekvensen.

Silent Switcher-regulatorer løser dilemmaet rundt kompromisser

En alternativ og vanligvis bedre løsning, er å bruke individuelle DC–DC-regulatorer plassert så nær last-IC-ene som mulig. Dette minimerer IR-fall, kretskortstørrelse og støy og stråling fra skinner. For at denne tilnærmingen skal være levedyktig, er det imidlertid viktig å ha små, effektive, støyfrie regulatorer som kan plasseres ved siden av lasten og som fortsatt oppfyller alle nåværende krav.

Det er her de mange Silent Switcher-regulatorene fra Analog Devices er problemløsere. Ikke bare gir disse regulatorene ensifrede spenningsverdier på utgangene, med strømnivåer fra noen få ampere til 10 A, men de gjør dette med ekstremt lav støy, noe som oppnås ved å benytte flere konstruksjonsinnovasjoner.

Disse regulatorene er ikke et «kompromiss» eller en avveining plassert et sted langs linjen mellom lavstøy-egenskapene til LDO-er og virkningsgraden til vekslingsregulatorer. I stedet gjør den innovative konstruksjonen til disse det mulig for teknikere å oppnå alle virkningsgradfordelene til omskiftere, med støynivåer som er svært lave og nær nivåene til en LDO. De gjør det faktisk mulig for konstruktører å få det beste ut av begge egenskapene når det gjelder støy og effektivitet.

Disse regulatorene fjerner den konvensjonelle tankegangen rundt valget mellom LDO og vekslingsregulator. De er tilgjengelige som Silent Switcher 1 (første generasjon), Silent Switcher 2 (andre generasjon) og Silent Switcher 3 (tredje generasjon). Utviklerne av disse enhetene identifiserte de forskjellige støykildene og utviklet måter å dempe hver av disse kildene på, og hver påfølgende generasjon har oppnådd ytterligere forbedringer (figur 4).

Figur 4: Silent Switcher DC–DC-regulatorene spenner over tre generasjoner, der hver etterfølgende generasjon bygger på og utvider ytelsen til forgjengeren. (Bildekilde: Analog Devices)

Fordelene til Silent Switcher 1-enhetene omfatter lav elektromagnetisk interferens, høy virkningsgrad og høy vekslingsfrekvens, som flytter mye av den gjenværende støyen bort fra deler av spekteret der det ville forstyrre systemdriften eller ha regulatoriske problemer. Fordelene til Silent Switcher 2 omfatter alle funksjonene til Silent Switcher 1-teknologien, pluss integrerte presisjonskondensatorer, mindre format og eliminering av følsomhet i kretskortlayouten. Til slutt utviser Silent Switcher 3-serien svært lave støyegenskaper i lavfrekvensbåndet, fra 10 Hertz (Hz) til 100 kHz, som er spesielt viktig for ultralydutrustninger.

På grunn av den lille formfaktoren på bare noen få kvadratmillimeter, kombinert med den iboende virkningsgraden, kan disse omskifterne være plassert svært nær last-FPGA-en eller last-ASIC-en. Dette maksimerer ytelsen og eliminerer forskjeller mellom databladets gitte ytelse og ytelse under faktisk bruk.

En oppsummering av støy- og temperaturegenskapene til Silent Switcher-enhetene presenteres i figur 5.

Figur 5: Brukere av disse regulatorene virkeliggjør fordelene rundt merkbar støy og varmeutvikling fra Silent Switcher sin konstruksjon. (Bildekilde: Analog Devices)

Mange valg i Silent Switcher-matrisen

Silent Switcher-regulatorer er tilgjengelige i mange grupper, versjoner og modeller og forskjellige spennings- og strømklassifiseringer for å møte de spesifikke kravene til en systemkonstruksjon, samt en rekke bittesmå kapslinger (figur 6).

Figur 6: De mange enhetene som bruker Silent Switcher-teknologi, tilbyr mange permutasjoner av spenning, strøm, støy og andre egenskaper. (Bildekilde: Analog Devices)

Første- og andregenerasjons enheter inkluderer, men er ikke begrenset til 5-volts enheter med utganger på 3, 4, 6 og 10 A, for eksempel:

• LTC3307: 5 volt, 3 ampere Silent Switcher med synkron spenningsreduksjon i LQFN-kapsling på 2 mm × 2 mm
• LTC3308A: 5 volt, 4 ampere Silent Switcher med synkron spenningsreduksjon i LQFN-kapsling på 2 mm × 2 mm
• LTC3309A: 5 volt, 6 ampere Silent Switcher med synkron spenningsreduksjon i LQFN-kapsling på 2 mm × 2 mm
• LTC3310: 5 volt, 10 ampere Silent Switcher 2 med synkron spenningsreduksjon i LQFN-kapsling på 3 mm × 3 mm

Hver av disse er tilgjengelig i flere versjoner. LTC3310 er for eksempel tilgjengelig i fire grunnleggende versjoner, der noen er AEC-Q100-kvalifiserte for bilindustrien. Vær oppmerksom på at både førstegenerasjons (SS1) enheter – LTC3310 og TC3310-1 – og andregenerasjons (SS2) enheter – LTC3310S og LTC3310S-1 – er tilgjengelige med både justerbare og faste utganger.

En nærmere titt på en tredjegenerasjons enhet, LT8625S, fremhever funksjonene til Silent Switcher 3-konstruksjonene, understreket av den enestående lavstøy-ytelsen til denne enheten med en inngangsspenning på 2,7 til 18 volt og en utgangsstrøm på 8 A (figur 7).

Figur 7: LT8625S krever bare noen få eksterne standardkomponenter (her vises den ellers identiske LTC8624S, som er en 4 A-versjon). (Bildekilde: Analog Devices)

LT8625S-egenskapene omfatter:

• Svært rask transientrespons takket være dens høye forsterkning ved feil
• En rask påslåingstid på bare 15 nanosekunder (ns)
• En presisjonsreferanse med temperaturvandring på ±0,8 %
• Flerfaset drift som støtter opptil 12 faser for å gi høyere samlet strømstyrke
• Justerbar og synkroniserbar klokke fra 300 kHz til 4 MHz
• Programmerbar Power-good-indikator
• Tilgjengelig i QFN-kapslinger på 4 × 3 mm med 20 ledere (LT8625SP) og 4 × 4 mm med 24 ledere (LT8625SP-1)

Spesifikasjonene for støyytelse viser hvorfor den er spesielt godt egnet for ultralydbaserte konstruksjoner (figur 8):

• Ultralav RMS-støy (10 Hz til 100 kHz): 4 mikrovolt RMS (μV_RMS)
• Ultralav punktstøy: 4 nanovolt per roten av Hz (nV/√Hz) ved 10 kHz
• Ultralave EMI-utslipp på alle kretskort
• Interne avledningskondensatorer reduserer utstrålt EMI

Figur 8: Skjemaene viser at både den lavfrekvente (venstre) og bredbånds- (høyre) støyspektraltettheten til LT8625S, er minimal. (Bildekilde: Analog Devices)

Denne støysvake ytelsen, i tillegg til den høye effektiviteten og det lave effekttapet, oppnås over hele lastområdet (figur 9).

Figur 9: Den høye driftsvirkningsgraden og lave termiske virkningen til LT8625S forenkler utfordringene relatert til systemkonstruksjon. (Bildekilde: Analog Devices)

Bruken av LT8625S med 20 ledere i konstruksjonen, akselereres siden det tilknyttede demonstrasjonskrets/evalueringskortet DC3219A er tilgjengelig (figur 10). Standardinnstillingen til kortet er 1,0 volt ved en maksimal DC-utgangsstrøm på 8 A. Brukeren kan endre spenningsinnstillingen etter behov.

Figur 10: DC3291A-evalueringskortet støtter LT8625S for å muliggjøre utforskning og raskere utvikling. (Bildekilde: Analog Devices)

Konklusjon

Ultralydbaserte avbildningssystemer er et uunnværlig, risikofritt verktøy for medisinsk diagnostikk. For å oppnå den nødvendige bildeklarheten, oppløsningen og andre ytelsesegenskaper, er det viktig å anerkjenne at de mottatte signalene kan være på ekstremt lave nivåer, med et bredt dynamisk område. Dette krever at teknikere velger komponenter med lavt støynivå, bruker smarte konstruksjonsteknikker og sørger for at DC-strømskinnene har så lavt støynivå som mulig.

Silent Switcher-familien fra Analog Devices tilbyr vekslende DC–DC-regulatorer med iboende høy virkningsgrad, samtidig som den har et støynivå som kan sammenlignes med langt mindre effektive LDO-er. I tillegg gjør den lille størrelsen på bare noen få kvadratmillimeter at de kan plasseres i nærheten av lastene de støtter, noe som minimerer muligheten for å plukke opp utstrålt kretsstøy.