Slik leveres strøm med lav støy og høy tetthet i en liten formfaktor for FPGA-er og ASIC-er

Digitale IC-er med krav til høye strømstyrker, for eksempel FPGA-er og ASIC-er, brukes i økende grad i innebygde systemer for bruksområder som kjøretøy, medisin, telekom, industri, spilling og forbrukerlyd/-video. Mange av disse bruksområdene er virksomhetskritiske, for eksempel førerhjelpesystemer i biler (ADAS – automotive driver assistance systems) og krever høy pålitelighet, for eksempel datasentre.

I tillegg til de nåværende kravene, har disse lavspente enhetene stramme toleransespesifikasjoner for strømskinnene sine. Det er avgjørende for systemets ytelse og integritet at denne strømmen leveres med effektivitet, nøyaktighet, rask transientytelse, stabilitet og lav støy.

Konvensjonelle spenningsregulatorstyringer og strømdelsystemer har potensielle støyproblemer, både på utgangsskinnene og som utstrålt elektromagnetisk interferens (EMI) og radiofrekvensinterferens (RFI), utilstrekkelig transientrespons og layoutbegrensninger. For å minimere støy bruker noen konstruksjoner små og stillegående regulatorer med lav fallspenning (LDO – low dropout) som gir forbedret virkningsgrad sammenlignet med eldre LDO-er. Likevel er ikke engang disse LDO-ene vanligvis i stand til å oppfylle systemets krav til virkningsgrad, noe som resulterer i bekymringer rundt termisk avledning.

Det effektive alternativet til LDO-en, er vekslingsregulatoren, men disse enhetene har iboende høyere støy på grunn av deres klokke- og vekslingsfunksjon. Denne støyen må reduseres hvis konstruktører skal kunne dra full nytte av disse vekslingsenhetene.

Heldigvis finnes det nye måter å balansere støy og virkningsgrad på. Denne artikkelen ser på nylige innovasjoner i utformingen av strømomformere med høy virkningsgrad og minimale plassbehov, samt kraftig redusert vekslingsregulatorstøy. Den utforsker hvordan innovative vekslingsregulatorer kan oppfylle de flertallige målene for laster med ensifret spenning, under 10 ampere (A), og introduserer de små Silent Switcher IC-ene i LTC33xx-familien fra Analog Devices som eksempler.

Viktigheten av strøm/spenning

Når transistorer og IC-er ble oppfunnet og gjort mer avanserte i andre halvdel av det 20. århundre, var en av de mange fordelene deres at strømkravene per-funksjon var svært lave sammenlignet med vakuumrørene de erstattet – lett med en faktor på 100 eller mer. Dette fremskrittet førte imidlertid raskt til høyere tettheter av funksjoner per enhet og kretskort, i den grad at IC-er nå krever titalls ampere per skinne, og ofte på flere skinner.

Blant IC-ene som krever disse høye strømstyrkene, som til slutt må avlede den høye mengdene tilknyttet effekt som varme, er feltprogrammerbare portmatriser (FPGA-er) og anvendelsesspesifikke IC-er (ASIC-er). Begge brukes i stor grad i integrerte enheter som spenner over hele elektronikkbransjen, som inkluderer bilbransjen, medisin, industri, kommunikasjon, spilling og forbrukerlyd/-videoenheter.

Strømmen som trengs av FPGA-en eller ASIC-en kan innhentes via en AC–DC-omformer for enheter som drives via ledninger eller en DC–DC-omformer for batteridrevne enheter. I begge tilfeller er det nødvendig med en påfølgende DC-DC-nedtransformeringsregulator (buck) for å forsyne og styre den ensifrede spenningen i skinnen for lasten på de nødvendige strømnivåene.

Én måte å forsyne den nødvendige strømmen på, er å bruke en enkel DC–DC-nedtransformeringsregulator for å støtte alle kretskortenhetene, og lokalisere den på siden eller hjørnet av kretskortet for å hjelpe til med å håndtere utfordringer relatert til varmeavledning og forenkle DC–DC-systemnivåarkitekturen.

Denne enkle løsningen har imidlertid noen problemer:

• For det første er det et uunngåelige IR-fall mellom regulatoren og lastene på grunn av avstanden og høye strømnivåer (ΔV fall = laststrøm I × banemotstand (R)). Løsningene for dette er å øke kretskortets banebredde eller -tykkelse eller bruke en stående samleskinne, men disse bruker dyrebar plass på kretskortet og øker materialkostnadene (BOM – bill of materials).
• En teknikk for å få bukt med IR-fall er å bruke fjerndeteksjon av spenningen ved lasten, men dette fungerer bare tilfredsstillende for en ikke-spredt last med ett punkt. Den bringer også med seg nye utfordringer rundt potensiell oscillasjon, siden induktansen til den lengre forsyningsskinnen og sensorledningene kan påvirke regulatorens og skinnenes transientytelse.
• Til slutt har vi problemet som ofte er mest utfordrende å håndtere: De lengre strømskinnene er utsatt for mer EMI/RFI-støy og de kan utstråle mer støy langs skinnens lengde, noe som gjør at de fungerer som antenner. Løsningen krever vanligvis flere forbikoblingskondensatorer (bypass capacitor), in-line-ferrittperler og andre tiltak. Avhengig av størrelsen og frekvensen, kan denne støyen ha en negativ innvirkning på pålitelig drift av lastene og gjøre det utfordrende å oppfylle de forskjellige forskriftsmandatene for støyutslipp.

Det kinkige problemet rundt støy kontra virkningsgrad

Det er viktig å merke seg at det kinkige problemet rundt «støy kontra virkningsgrad» for DC–DC regulatorer er et annet scenario enn de vanlige kompromissene forbundet med teknisk konstruksjon. Denne situasjonen handler ofte om å vurdere fordelene og ulempene og finne det «perfekte punktet» (sweet spot) som balanserer gunstige kontra ugunstige egenskaper.

Hvordan er denne situasjonen annerledes? De fleste scenarier med kompromisser gjør det mulig for konstruktøren å bevisst akseptere mindre av en ønsket parameterverdi i bytte for mer av en annen, og bevege seg langs en uavbrutt serie av avveininger (figur 1, øvre del).

Figur 1: De fleste konstruksjonssituasjoner gjør det mulig for teknikeren å vurdere og deretter velge ulike ytelseskompromisser langs en ganske kontinuerlig bane (øvre), men for støy/virkningsgrad forbundet med å velge regulatorer kontra LDO-er, ender konstruksjoner opp på enten den ene eller den andre siden, der ingen faller midt i mellom (nedre). (Bildekilde: Bill Schweber)

For eksempel kan konstruktøren velge en operasjonsforsterker (op-amp) som trekker mer strøm (dårlig) for å gi en høyere svinghastighet (bra) sammenlignet med en annen operasjonsforsterker. Et kompromiss er akseptabelt eller nødvendig i konstruksjonen.

Men med vekslingsregulatorer og LDO-er, blir støy- og virkningsgradegenskapene deres i stor grad «innbakt» i strukturen. En konstruktør kan for eksempel ikke si at de vil akseptere en LDO med 20 % mer støy så lenge den tilbyr en økning i virkningsgrad på 10 % – den typen avveining eksisterer ikke. I stedet er det et mellomrom i spennet for egenskap-kompromisser (figur 1, nedre del).

Silent Switcher-regulatorer løser dilemmaet rundt kompromisser

En alternativ og vanligvis bedre løsning er å bruke individuelle DC–DC-regulatorer plassert så nær last-IC-ene som mulig. Dette minimerer IR-fall, kretskortstørrelse og støy og stråling fra skinner. For at denne tilnærmingen skal være levedyktig, er det imidlertid viktig å ha små, effektive, støyfrie regulatorer som kan plasseres ved siden av lasten og fortsatt oppfyller alle nåværende krav.

Det er her de mange Silent Switcher-regulatorene er problemløsere. Ikke bare gir disse regulatorene ensifrede spenningsverdier på utgangene, med strømnivåer fra noen få ampere til 10 A, men de gjør dette med ekstremt lav støy, noe som oppnås ved å benytte flere konstruksjonsinnovasjoner.

Disse regulatorene forskyver den konvensjonelle tankegangen fra spennet mellom LDO kontra vekslingsregulator, til enheter som Silent Switcher 1 (første generasjon) og Silent Switcher 2 (andre generasjon). Utviklerne av disse enhetene identifiserte de forskjellige støykildene og utviklet måter å dempe hver enkelt på.

Vær oppmerksom på at Silent Switcher-regulatorer ikke bruker den velkjente og legitime «spredt spektrum»-teknikken for å legge til pseudotilfeldig støy til klokkesignalet. Dette utvider støyspekteret samtidig som amplituden reduseres ved klokkefrekvensen og oversvingningene. Selv om bruken av spredt-spektrum-klokke kan bidra til å oppfylle regulatoriske grenser, reduserer det ikke aggregert støyenergi, og kan faktisk bidra med støy i deler av spekteret som påvirker kretsens ytelse.

Fordelene til Silent Switcher 1-enhetene omfatter lav elektromagnetisk interferens, høy virkningsgrad og høy vekslingsfrekvens, som flytter mye av den gjenværende støyen bort fra deler av spekteret der det ville forstyrre systemdriften eller ha regulatoriske problemer. Fordelene til Silent Switcher 2 omfatter alle funksjonene til Silent Switcher 1-teknologien, pluss integrerte presisjonskondensatorer, mindre løsningsstørrelse og eliminering av følsomhet i kretskortlayouten.

På grunn av den lille formfaktoren (bare noen få millimeter kvadratisk) og virkningsgraden, kan disse omskifterne (switchers) være plassert svært nær last-FPGA-en eller last-ASIC-en, og dermed maksimere ytelsen og eliminere usikkerheter mellom databladets ytelsesspesifikasjoner og faktisk bruk. De endrer det «binære» dilemmaet om å måtte velge mellom å akseptere enten mer støy eller lavere virkningsgrad, slik at konstruktører nå kan få det beste av begge egenskapene når det gjelder støy og effektivitet.

Hvordan ble disse Silent Switcher-fordelene realisert? Det ble gjort ved å ta en mangefasettert tilnærming:

• Hovedårsaken til støy i en ikke-lineær strømforsyning er vekslede strømmer, ikke strøm i stabil tilstand. I topologien til en konvensjonell vekslingsregulator, er det en strømbane som kalles en varm sløyfe (hot loop). Denne varme sløyfen er ikke en uavhengig strømsløyfe, men bare en virtuell strømsløyfe som består av komponentene til to reelle strømsløyfer (figur 2).

Figur 2: Den vanlige vekslingsregulatorens topologi har en virtuell strømsløyfe som kalles en varm sløyfe. Denne består av komponentene til to reelle strømsløyfer, og den har strømflyt som er vekslet. (Bildekilde: Analog Devices)

Silent Switcher 2-teknologien fra Analog Devices gjør de kritiske varme sløyfene så små som mulig ved å integrere inngangskondensatorer i IC-kapslingen. Ved å splitte den varme sløyfen i to symmetriske former, dannes det også to magnetfelt med motsatt polaritet, og den utstrålte støyen vil i stor grad annullere seg selv.

• Den andregenerasjons arkitekturen støtter raske vekslingskanter for å gi høy virkningsgrad ved høye vekslingsfrekvenser, samtidig som den oppnår god EMI-ytelse. Interne keramiske kondensatorer på DC-inngangsspenningen (V_IN) holder alle de raske AC-strømsløyfene små, noe som forbedrer EMI-ytelsen.
• Silent Switcher-arkitekturen bruker proprietære konstruksjons- og innkapslingsteknikker for å maksimere virkningsgraden ved svært høye frekvenser og muliggjør ultralav EMI-ytelse, som enkelt samsvarer med CISPR 25 klasse 5 spiss-EMI-grenser ved å bruke svært kompakte og robuste konstruksjoner.
• Aktiv spenningsposisjonering (AVP – Active Voltage Positioning), en teknikk der utgangsspenningen er avhengig av laststrømmen, brukes. Ved lette belastninger reguleres utgangsspenningen over den nominelle verdien, og under full belastning reguleres utgangsspenningen under den nominelle verdien. DC-lastreguleringen justeres for å forbedre transientytelsen og redusere utgangskondensatorkravene.

De mange Silent Switcher-familiene

Silent Switcher-regulatorer er tilgjengelige i mange familier og modeller, med forskjellige spennings-/strømklassifiseringer innenfor hver familie. Andre faktorer varierer fra modell til modell, for eksempel fast kontra justerbar utgang. Blant de ulike medlemmene i LTC33xx-familien, finner vi:

• LTC3307: 5 volt, 3 ampere Silent Switcher med synkron nedtransformering i LQFN-kapsling på 2 mm × 2 mm
• LTC3308A: 5 volt, 4 ampere Silent Switcher med synkron nedtransformering i LQFN-kapsling på 2 mm × 2 mm
• LTC3309A: 5 volt, 6 ampere Silent Switcher med synkron nedtransformering i LQFN-kapsling på 2 mm × 2 mm
• LTC3310: 5 volt, 10 ampere Silent Switcher 2 med synkron nedtransformering i LQFN-kapsling på 3 mm × 3 mm

Ser man nærmere på LTC3310, er dette en svært liten, støysvak, monolittisk, DC–DC-omformer med nedtransformering som er i stand til å forsyne opptil 10 A utgangsstrøm fra en inngangsforsyning på 2,25–5,5 V, der V_OUT-området er fra 0,5 V til V_IN. Vekslingsfrekvenser spenner fra 500 kilohertz (kHz) til så høyt som 5 megahertz (MHz). Den krever bare noen få eksterne passive komponenter og har en virkningsgrad på rundt 90 % over mesteparten av utgangslastområdet (figur 3).

Figur 3: LTC3310 DC–DC-regulatoren med nedtransformering krever eksterne aktive komponenter og gir høy virkningsgrad over mesteparten av lastområdet. (Bildekilde: Analog Devices)

Den er tilgjengelig i fire grunnleggende versjoner. Enhetene gir både lav EMI og høy virkningsgrad ved vekslingsfrekvenser så høye som 5 MHz, og det finnes versjoner i LTC3310-familien som er AEC-Q100-kvalifisert for bilindustrien. Vær oppmerksom på at både førstegenerasjons (SS1) enheter – LTC3310 – og andregenerasjons (SS2) enheter – LTC3310S og LTC3310S-1 – er tilgjengelige med både justerbare og faste utganger (tabell 1):

Tabell 1: LTC3310 tilbys i fire grunnleggende versjoner, som representerer første- og andregenerasjons konstruksjoner, samt faste og justerbare utganger. (Bildekilde: Analog Devices)

For de justerbare versjonene, er utgangsspenningen hardprogrammert via en motstandsdeler mellom utgangen og tilbakekoblingspinnen (FB-pinnen) ved å bruke en enkel ligning for å fastsette den riktige motstandsverdien (figur 5).

Figur 5: Etablering av utgangsspenningen til de justerbare LTC3310-enhetene krever bare et grunnleggende motstandsdelernettverk basert på en enkel ligning. (Bildekilde: Analog Devices)

Støynivåene er vanligvis rundt noen titalls mikrovolt. To sentrale mål for lavstøy-ytelsen til LTC3310-enhetene er støytestene som utføres i samsvar med de relevante spissgrensene i CISPR25 klasse 5. Disse inkluderer ledende støy (figur 6) og utstrålt støy i både horisontale og vertikale plan (figur 7).

Figur 6: En riktig anordnet regulator basert på LTC3310S oppfyller de strenge CISPR25-grensene for ledende EMI-utslipp, (med spissverdier i klasse 5). (Bildekilde: Analog Devices)

Figur 7: For testing av utstrålte utslipp, oppfyller LTC3310S både EMI-mandatene for horisontalplanet (venstre) og vertikalplanet (høyre) i henhold til CISPR25. (Bildekilde: Analog Devices)

Et annet bemerkelsesverdig trekk ved LTC3310-familien er at enhetene lett kan anvendes parallelt under drift med flere faser og høyere strømstyrker, en egenskap som mange andre vekslingsregulatorer ikke støtter eller bare støtter med vanskelighet. Den enkleste parallellkoblingen er for tofaset drift som gir strøm på opptil 20 A (figur 8). Tilnærmingen kan lett utvides til tre, fire eller flere faser, og korresponderende høyere strømstyrker.

Figur 8: Med noen få ekstra komponenter kan to eller flere LTC3310-enheter kombineres for flerfaset drift med høyere strømstyrke. Vist her er den tofasede 20 A-konfigurasjonen. (Bildekilde: Analog Devices)

Evalueringskort forkorter konstruksjonssykluser

Regulatorer som LTC3310-enhetene er direkte i sin anvendelse, ettersom de ikke har noen initialiseringsregistre, programvarestyrte funksjoner eller andre komplekse innstillinger. Likevel er det teknisk fornuftig å være i stand til å vurdere deres statiske og dynamiske ytelse og optimalisere verdiene til passive komponenter før man forplikter seg til en endelig layout eller materialliste. Tilgjengeligheten av LTC3310-evalueringskort gjør denne prosessen mye enklere. Analog Devices tilbyr et utvalg av slike kort som er tilpasset forskjellige LTC3310-versjoner og -konfigurasjoner:

• DC3042A støtter LTC3310-enheten med justerbar utgang (Figur 9).

Figur 9: DC3042A-evalueringskortet er konstruert for LTC3310 med en brukerinnstillbar utgangsspenning. (Bildekilde: Analog Devices)

I tillegg til å instruere brukere om grunnleggende innstilling og drift, inneholder dokumentasjonen en grafisk fremstilling, kortlayout og materialliste (bom). Den viser også hvor de forskjellige testpunktene og forbindelsene befinner seg, samt probesammenstillingen for måling av utgangsrippel og trinnrespons (figur 10).

Figur 10: DC3042A-brukerdemohåndboken viser tydelig hvor testpunkter og tilkoblinger (øverst) befinner seg, samt probesammenstillingen og -konfigurasjonen for måling av utgangsrippel og trinnrespons. (Bildekilde: Analog Devices)

• For LTC3310S-1 med en fast utgangsspenning, har vi DC3021A-evalueringskortet (figur 11).

Figur 11: For LTC3310S-1 med en utgangsspenning som ikke er brukerjusterbar, er DC3021A-evalueringskortet det riktige valget. (Bildekilde: Analog Devices)

• Til slutt, for den noe mer komplekse parallelle sammenstillingen med flere faser, har vi DC2874A-C (figur 12). Dette evalueringskortet har LTC3310S som fungerer som en flerfaset 3,3 til 1,2 V nedtransformeringsregulator på 2,0 MHz. DC2874A har tre konstruksjonsalternativer for å gi utgangsløsninger med tofaset/20 A, trefaset/30 A eller firefaset/40 A.

Figur 12: DC2874A-C-evalueringskortet for LTC3310S har tre konstruksjonsalternativer: Utganger med tofaset/20 A, trefaset/30 A eller firefaset/40 A. (Bildekilde: Analog Devices)

Ved å bruke LTC3310S og investere litt tid med det mest egnede evalueringskortet og den tilhørende brukerhåndboken, kan konstruktører minimere tiden som brukes på DC–DC-regulatorens ytelse.

Konklusjon

Teknikere har tradisjonelt sett måttet velge mellom to motstridende DC–DC-regulatortopologier med tydelig motsatte egenskaper. LDO-er gir DC-utgang med svært lav støy, men med lav til moderat virkningsgrad, noe som gjør dem termisk utfordrende for utganger på mer enn rundt 1 A. Til sammenligning tilbyr vekslingsregulatorer en virkningsgrad på rundt 90 %, men de legger til støy på DC-utgangsskinnen og er også en kilde til ledet – og spesielt utstrålt – støy som lett kan resultere i at produktet ikke blir godkjent i obligatoriske regulatoriske tester.

Heldigvis benytter Silent Switcher-familiene fra Analog Devices en rekke innovative konstruksjonsteknikker som får bukt med dette «velg den ene eller den andre»-dilemmaet, noe som resulterer i svært effektive regulatoralternativer med svært lite støy og liten formfaktor.