Slik kontrollerer du nøyaktig dreiemoment og hastighet til en BLDC-motor i industrielle installasjoner

Børsteløse DC (BLDC)-motorer er en viktig del av industrielle produksjonsgulv, og brukes hovedsaklig for installasjoner som omfatter servo, aktivering, posisjonering og variabel hastighet. Nøyaktig bevegelseskontroll og stabil drift er avgjørende i disse installasjonene. Fordi BLDC-er opererer basert på prinsippene i et bevegelig magnetfelt til å produsere motorens dreiemoment, er den viktigste kontrollutfordringen, når du utvikler et industrielt BLDC-system, å måle motorens dreiemoment og hastighet på en nøyaktig måte.

For å fange BLDC-motorens dreiemoment, må to av de tre induktive fasestrømmene måles samtidig med en flerkanals, samtidig sampling, analog til digital omformer (ADC). En mikrostyring med egnede algoritmer beregner den tredje øyeblikkelige fasestrømmen. Denne prosessen tar et nøyaktig øyeblikksbilde av motorens tilstand, noe som er et viktig skritt under utviklingen av et robust og nøyaktig styringssystem for dreiemomentet til en motor.

Denne artikkelen vil kjapt ta for seg problemene som er forbundet med å oppnå nøyaktig dreiemomentkontroll, deriblant en kostnadseffektivt måte å implementere en påkrevd shuntmotstand (shunt – parallellmotstand) (shunt resistor). Artikkelen vil deretter introdusere den nøyaktige differensforsterkeren AD8479, og suksessiv approksimasjonsregister (successive approximation register) ADC-en (SAR-ADC) med dobbel sampling,AD7380, begge fra Analog Devices. Artikkelen omhandler også hvordan disse kan brukes til å oppnå nøyaktige fasemålinger, slik at du får en robust systemkonstruksjon.

Slik fungerer BLDC-motorer

En BLDC-motor er en permanent magnetisert synkronmotor med en motelektromotorisk kraft (electromotive force – EMF)-bølgeform. Den observerte motelektromotoriske kraften på polene er ikke konstant, den endres med både dreiemomentet og hastigheten til rotoren. Selv om en likespenningskilde ikke driver BLDC-motoren direkte, er det generelle BLDC-prinsippet for drift lik en likestrømsmotor.

BLDC-motoren har en rotor med permanente magneter og en stator med induktive viklinger. Denne motortypen er i hovedsak en likestrømsmotor som har blitt vrengt ved å eliminere børstene og kommutatoren, og som deretter har fått viklingene koblet direkte til styringselektronikken. Styringselektronikken erstatter kommutatorfunksjonen og gjør viklingene strømførende i riktig sekvens for den ønskede bevegelsen. De strømførende viklingene roterer i et synkronisert, balansert mønster rundt statoren. Den strømsatte statorviklingen leder rotormagneten, og veksles på samme tidspunkt som rotoren justeres med statoren.

BLDC-motorsystemet krever en trefaset, sensorløs BLDC-motordriver som genererer strømmen i motorens tre viklinger (figur 1). Kretsen leveres via et digitalt lastfaktorkorreksjon (PFC – power factor correction)-trinn med styring for innkoplingsstrømstøt som gir stabil kraft for den trefasede sensorløse driveren.

Figur 1: Motorstyringssystemet omfatter en PFC for å stabilisere kraften, en trefaset sensorløs driver (3-phase sensorless driver) for BLDC-motorviklingene, shuntmotstand (shunt) og strømfølende forsterkere (current sensing amplifiers), en ADC med simultanforsterker (dual simultaneous samling ADC) og en mikrostyring (MCU). (Bildekilde: DigiKey)

Tre magnetiseringsstrømmer driver BLDC-motoren, der hver magnetiseringsstrøm gjør viklingene strømførende og oppretter fasene i disse. Hver magnetiseringsstrøm har ulik fase og summen av fasene er 360°. De ulike faseverdiene er betydningsfulle: Når magnetiseringen av de tre bena opprettholder en sum på 360°, balanseres de jevnt ut til 360°, for eksempel 90° + 150° + 120°.

Strømmen i alle tre viklingene i et system må til enhver tid være kjent, men for å oppnå dette i et balansert system trenger du kun måle strømmen i to av de tre viklingene. Den tredje viklingen beregnes med en mikrostyring. De to viklingene blir avfølt samtidig ved hjelp av shuntmotstander (shunt) og strømfølende forsterkere.

Slutten av signalbanen krever en ADC med dobbel simultan sampling, som sender de digitale måledataene til mikrostyringen. Størrelsen, fasen og tidspunktet for hver magnetiseringsstrøm gir informasjon om motordreiemomentet og -hastigheten som kreves for nøyaktig kontroll.

Strømføling ved bruk av kobbermotstander på kretskort

Selv om det er mye som kan gå galt med en slik presisjonskonstruksjon for måling og datainnhenting, starter prosessen i front med å utvikle en effektiv og kostnadseffektiv måte å føle BLDC-motorens fasesignal i viklingene. Dette kan gjøres ved å plassere en innebygd kretskortmotstand med liten verdi (R_SHUNT) og bruke en strømfølende forsterker til å detektere spenningsfallet over denne lille motstanden (figur 2). Forutsatt at motstandsverdien er lav nok, vil spenningsfallet også være lavt, og målestrategien vil ha minimal effekt på motorkretsen.

Figur 2: Motorfaseavsøkende system som bruker en strømfølende shuntmotstand (R_SHUNT) til å måle øyeblikksmotorfasen med en presisjonsforsterker, for eksempel Analog Devices AD8479 og en ADC (AD7380) med høy oppløsning. (Bildekilde: DigiKey)

I figur 2 innhenter den strømfølende forsterkeren øyeblikksspenningsfallet for I_PHASE x R_SHUNT. SAR-ADC digitaliserer deretter dette signalet. Shuntmotstandens (shunt) strømverdi omfatter interaksjon mellom R_SHUNT, V_SHUNT, I_SHUNT og forsterkerinngangsfeil.

En økning i R_SHUNT fører til en økning i V_SHUNT. Den gode nyheten er at dette reduserer betydningen av feil med forsterkerens spenningsforskyvning (V_OS) og strømforskyvningen for inngangens formagnetiseringsstrøm (I_OS). I_SHUNT x R_SHUNT-spenningstapet med en stor R_SHUNT reduserer imidlertid systemets krafteffektivitet. Den nominelle effekten til R_SHUNT påvirker også systemets pålitelighet, da I_SHUNT x R_SHUNT-effekttapet kan resultere i en selvoppvarmende tilstand som kan føre til en endring i den nominelle R_SHUNT-motstanden.

Spesialmotstander for R_SHUNT er tilgjengelige fra flere leverandører. Et kostnadseffektivt alternativ er imidlertid å bruke nøye uttenkte layoutteknikker til å fabrikkere en motstand i kretskortbanen for R_SHUNT (figur 3).

Figur 3: Nøye uttenkte layoutteknikker for kretskort er en kostnadseffektiv måte å oppnå den riktige R_SHUNT-verdien på. (Bildekilde: DigiKey)

Beregning av kretskortbanen for R_SHUNT

Ettersom temperaturer kan være ekstreme i industrielle installasjoner, er det viktig å ta hensyn til temperaturen under utvikling av kretskort med shuntmotstander. I figur 3 er temperaturkoeffisienten (a₂₀) til en shuntmotstand på en kretskortbane i kobber ved 20 °C, omtrent +0,39 %/°C (koeffisienten varierer i henhold til temperaturen). Lengden (L), tykkelsen (t), bredden (W) og resistiviteten (rñ) fastsetter motstanden til kretskortbanen.

Hvis et kretskort har 28 g (1 ounce/1oz) kobber (Cu), er tykkelsen (t) lik 1,37 tusendels tomme, og resistiviteten (r) tilsvarer 0,6787 mikroohm (µW) per tomme. Kretskortets baneområde måles som banens kvadrat (•), som er et område på L/W. For eksempel er en bane på 50,8 mm (2 tommer) med en bredde på 6,4 mm (0,25 tommer), en 8 • struktur.

Når vi bruker variablene ovenfor, beregnes kretskortets 28 g (1 oz) Cu-banemotstand, R_•, ved romtemperatur, ved hjelp av (ligning 1):

 Ligning 1

Der T = temperatur på motstanden.

Når vi for eksempel begynner med en (maksimal) strøm på 1 ampere (A) per BLDC-motorben på 28 g (1 oz). Cu-kretskort, med en R_SENSE-lengde (L) på 25,4 mm (1 tommer) og en banebredde på 1,27 mm (50 mil/0,05 tommer), R_SHUNT ved 20 °C, kan beregnes ved å bruke ligning 2 og 3:

 Ligning 2

 Ligning 3

Effekttapet til denne motstanden med en shuntstrøm på 1 A, beregnes ved å bruke ligning 4:

 Ligning 4

Konvertering med ADC med simultan sampling

ADC-en i figur 2 konverterer spenningen på et punkt i fasesyklusen til en digital representasjon. Det er svært viktig at den simultane fasespenningen til alle tre viklingene er en del av denne målingen. Dette er et balansert system, så det er kun to av de tre viklingene som er nødt til å måles, slik vi antydet tidligere. En ekstern mikrostyring beregner fasespenningen til den tredje viklingen.

En hensiktsmessig ADC for dette motorstyringssystemet er AD7380, en SAR-ADC med dobbel simultan sampling (figur 4).

Figur 4: En rask, støysvak SAR-ADC med dobbel simultan sampling, for eksempel AD7380, kan innhente et øyeblikksbilde for to av motorviklingene. (Bildekilde: DigiKey)

I figur 4, er AD8479 en nøyaktig differensialforsterker med et veldig høyt inngående fellesmodus-spenningsområde (±600 volt) som er i stand til å takle store strømutslag på motoren fra den trefasede sensorløse driveren. Egenskapene til AD8479 er slik at den kan erstatte kostbare skilleforsterkere i installasjoner som ikke krever galvanisk isolasjon.

Nøkkelegenskapene til AD8479 omfatter også lav forskyvningsspenning, lavt forskyvnings-spenningsavvik, lavt forsterkningsavvik, lav fellesmodus-dempningsavvik og et utmerket fellemodus-dempningsforhold (CMRR – common mode rejection ratio) for å imøtekomme raske motorendringer.

AD7380/AD7381 har henholdsvis 16-bit/14-bit, dobbel simultan sampling, høy hastighet, lav ytelse, SAR-ADC-er med gjennomløpshastigheter på opptil 4 M-samplinger/s. Den differensielle analoge inngangen aksepterer en bred fellesmodus-inngangsspenning. En bufret intern 2,5-volts referanse (REF) er inkludert.

For å oppnå nøyaktig styring av dreiemoment og hastighet, utfører SAR-ADC-strukturen med dobbel simultan sampling en øyeblikkelig innhenting av den strømfølende forsterkerens utgangsverdi. For dette formålet har AD7380/AD7381 to identiske, interne ADC-er som er klokket samtidig. De har også et kapasitivt inngangstrinn med et omfordelingsnettverk for kapasitiv ladning (figur 5).

Figur 5: Vist her er ADC-konverteringstrinn for en av de to kanalene til AD7380. Signalainnhenting begynner når S_W3 åpnes og S_W1 og S_W2 lukkes. På dette tidspunktet endres spenningen over C_S til A_INx + og A_IN x-, noe som fører til at komparatorens innganger blir ubalanserte. (Bildekilde: Analog Devices)

I figur 5 er V_REF og jord de innledende spenningene over samplingskondensatorene (kondensator til punktprøving, C_S. Åpning av S_W3 og stenging av S_W1 og S_W2, initierer signalinnhenting. Når S_W1 og S_W2 stenges, endres spenningen over samplingskondensatorene, C_S, i henhold til spenningen ved A_INx + og A_INx-, noe som gjør at komparatorinngangene blir ubalanserte. SW1 og SW2 blir deretter åpnet, og spenningen over C_S blir innhentet.

Prosessen med å innhente C_S-spenningen omfatter digital-til-analog-omformere (DAC). DAC-ene legger til og trekker fra faste mengder ladning fra C_S for å bringe komparatoren tilbake i en balansert tilstand. På dette tidspunktet er konverteringen fullført, S_W1 og S_W2 åpnes og S_W3 lukkes, for å fjerne den gjenværende ladningen og forberede seg for neste samplingssyklus.

I løpet av DAC-konverteringstiden, genererer styringslogikken ADC-utgangskoden, og tilgang til dataene oppnås fra enheten via et serielt grensesnitt.

Konklusjon

Den nøyaktige målingen av BLDC-motorens dreiemoment og hastighet begynner med en nøyaktig, kostnadseffektiv shuntmotstand (shunt). Dette kan implementeres på en kostnadseffektiv måte ved hjelp av en kretskortbane, slik som er vist.

Ved å benytte denne i kombinasjon med en strømfølende forsterker, AD8479, og en SAR-ADC med simultansampling, AD7380, kan en utvikler bygge et robust, nøyaktig styresystem for måling av dreiemoment og hastighet i front-end for motorstyringsinstallasjoner i tøffe miljøer.