Maksimer styringseffektiviteten til effekthalvlederen med den riktige gate-driver-strømomformeren

Vekslende effekthalvledere, for eksempel MOSFET-er av silisium (Si), silisiumkarbid (SiC) og galliumnitrid (GaN), samt topolede transistorer med isolert gate (IGBT-transistorer), er viktig for å oppnå effektive strømsystemkonstruksjoner, for alt fra strømforsyninger og motordrivverk til ladestasjoner og utallige andre bruksområder. For å oppnå maksimal ytelse fra strømforsyningen, er det imidlertid nødvendig med en egnet gate-driver.

Som navnet indikerer, er rollen til denne komponenten å drive gaten til effekthalvlederen og dermed sette den inn i, eller trekke den ut av, konduksjonsmodus på en rask og bestemt måte. Dette krever at driveren er i stand til å hente/motta tilstrekkelig strøm til tross for kapasitans på den indre enheten og spredekapasitans (parasittisk), induktans og andre problemer ved lasten (gaten). Som en konsekvens av dette er det veldig viktig å bruke en gate-driver med riktig størrelse og egnede grunnegenskaper for å kunne realisere det fulle potensialet og effektiviteten til effekthalvlederen. For å få mest mulig ut av gate-driveren må imidlertid konstruktøren være spesielt oppmerksom på driverens DC-strømforsyning, som er uavhengig av DC-skinnen til effekthalvlederen. Denne forsyningen ligner en konvensjonell forsyning, men med noen viktige forskjeller. Den kan være en enpolet strømforsyning, men i mange tilfeller er den en ikke-symmetrisk topolet strømforsyning, som også har andre funksjonelle og strukturelle forskjeller. Konstruktører må også være oppmerksomme på de utvendige målene med tanke på kravene til kretskortets monteringsflate og lave profil, samt kompatibilitet med tiltenkte monterings- og produksjonsprosesser for konstruksjonen.

Denne artikkelen vil fokusere på effekthalvledere for gate-drivere ved å bruke DC-DC-strømforsyninger for overflatemonterte enheter (SMD – surface mount device) i Murata Power Solutions MGJ2-serien, med gate-driver-DC-DC-omformere på 2 watt som eksempler.

La oss begynne med vekslingsenheter

En forståelse av rollen og de ønskede egenskapene til gate-driverens DC-DC-omformer begynner med vekslingsenhetene. Når en MOSFET brukes som vekslingsenhet, brukes gate-kildebanen til å styre enhetens av- eller på-tilstand (IGBT-er er lignende). Når gate-kildespenningen er mindre enn terskelspenningen (V_GS < V_TH), er MOSFET-en i utkoblingsområdet, ingen utløpsstrøm strømmer, I_D = 0 ampere (A) og MOSFET-en vises som en «åpen bryter» (figur 1).

Figur 1: I utkoblingsmodus ser MOSFET-utløpskildebanen ut som en åpen bryter. (Bildekilde: Quora)

På den annen side, når gate-kildespenningen er mye større enn terskelspenningen (V_GS > V_TH), er MOSFET-en i sitt metningsområde, maksimal mengde utløpsstrøm strømmer, I_D = V_DD /R_L) og MOSFET-en ser ut som en «lukket bryter» med lav motstand (figur 2). For den ideelle MOSFET-en vil utløpskildespenningen (drain-source-spenning) være null (V_DS = 0 volt), men i praksis er V_DS vanligvis rundt 0,2 volt på grunn av intern motstand R_DS(on), som vanligvis er under 0,1 Ohm (Ω) og kan være så lav som noen få titalls milliohm.

Figur 2: I metningsmodus ser MOSFET-utløpskildebanen ut som en bryter med lav motstand. (Bildekilde: Quora)

Selv om koblingsskjemaer får det til å se ut som om spenningen som påføres gaten slår MOSFET-en på og av, er dette bare én del av det som faktisk skjer. Denne spenningen driver strøm inn i MOSFET-en helt til det er nok akkumulert ladning til å slå den på. Avhengig av størrelsen (strømklassifisering) og typen vekslingsdriver, kan mengden strøm som trengs for å gå raskt inn i en fullstendig-på-tilstand være kun noen få milliampere (mA) til opptil flere ampere (A).

Funksjonen til gate-driveren er å drive tilstrekkelig strøm inn i gaten på en rask og bestemt måte for å slå på MOSFET-en, og å trekke denne strømmen ut igjen på en omvendt måte for å slå av MOSFET-en. Mer formelt må gaten drives fra en lavimpedanskilde som er i stand til å hente og motta tilstrekkelig med strøm for å sørge for rask innføring og fjerning av den styrende ladningen.

Hvis MOSFET-gaten så ut som en ren resistiv last, ville henting og mottak av denne strømmen vært relativt enkelt. En MOSFET har imidlertid interne kapasitive og induktive parasittelementer, og det finnes parasittelementer fra forbindelsene mellom driveren og effekthalvlederen (figur 3).

Figur 3: Denne modellen av en MOSFET viser parasittkapasitansen og -induktansen som påvirker driverens ytelse. (Bildekilde: Texas Instruments)

Resultatet er dempet svingning av gate-driver-signalet rundt terskelspenningen, noe som får enheten til å slå seg på og av én eller flere ganger på veien til å være fullstendig på- eller avslått. Dette ligner litt på «spenningsspranget» (switch bounce) til en mekanisk bryter (figur 4).

Figur 4: Dempet svingning på driverutgangen på grunn av parasittelementer i MOSFET-lasten kan forårsake dempet svingning og falsk utløsning, tilsvarende spenningsspranget til mekaniske brytere. (Bildekilde: Learn About Electronics)

Konsekvensene varierer fra ubemerket eller bare irriterende i en vanlig konstruksjon, for eksempel å slå et lys på eller av, til sannsynlig skade i de mye brukte pulsbreddemodulasjon (PWM)-hurtigvekslingskretsene i strømforsyninger, motordrivverk og lignende delsystemer. Dette kan forårsake kortslutninger, og til og med permanent skade, i standard halvbro- og helbrotopologier der lasten er plassert mellom et øvre og nedre MOSFET-par hvis begge MOSFET-ene på samme side av broen er slått på samtidig, selv om det bare er snakk om et øyeblikk. Dette fenomenet er kjent som «kortslutningspuls» (shoot-through) (figur 5).

Figur 5: I motsetning til den normale MOSFET-aktiveringen av Q1 og Q4 (venstre) eller Q2 og Q3 (høyre), hvis Q1 og Q2 eller Q3 og Q4 på broen er slått på samtidig på grunn av driverproblemer eller andre årsaker, vil det oppstå en uakseptabel og muligens skadelig kortslutningstilstand kalt kortslutningspuls mellom strømskinnen og jord. (Bildekilde: Quora)

Gate-driver-detaljer

For å drive strøm inn i gaten, må den positive skinnespenningen være høy nok til å sikre full metning/forbedring av strømbryteren, men uten å overskride den absolutt maksimale spenningen for gaten. Selv om denne spenningsverdien er en funksjon av den bestemte enhetstypen og modellen, vil IGBT-er og standard MOSFET-er vanligvis være fullstendig på med en 15-volts driver, mens typiske SiC MOSFET-er kan trenge nærmere 20 volt for å oppnå en fullstendig-på-tilstand.

Situasjonen for den negative gate-driver-spenningen er litt mer komplisert. Prinsipielt er 0 volt på gaten tilstrekkelig for av-tilstanden. En negativ spenning, vanligvis mellom –5 og –10 volt, muliggjør imidlertid hurtig veksling som styres av en gate-motstand. En egnet negativ driver sørger for at gate-emitterens av-spenning alltid er null eller mindre.

Dette er avgjørende fordi all emitterinduktans (L) (i punktet «x» i figur 6) mellom en bryter og driverreferansen, resulterer i en motspenning på gate-emitteren når bryteren slås av. Selv om induktansen kan være liten, vil selv en svært liten induktans på 5 nanohenry (nH) (ledningsforbindelse på noen få millimeter) produsere 5 volt ved en di/dt-svinghastighet på 1000 A per mikrosekund (A/μs).

Figur 6: Selv en liten emitterinduktans i punktet «x» mellom en bryter og driverreferansen kan av konstruksjonshensyn indusere en motspenning på gate-emitteren når bryteren slås av, noe som resulterer i jitter under på-/avslåing. (Bildekilde: Murata Power Solutions)

En negativ gate-driver-spenning bidrar også til å overkomme effekten av kollektor/utløp-til-gate Miller-effektkapasitansen C_m, som injiserer strøm i gate-driver-kretsen under avslåing av enheten. Når enheten drives til av-tilstand, stiger kollektor-gate-spenningen og en strøm med verdi C_m × dV_ce/dt strømmer gjennom Miller-kapasitansen, inn i gaten til emitter/kildekapasitans C_ge og gjennom gate-motstanden til driverkretsen. Den resulterende spenningen V_ge på gaten kan være tilstrekkelig til å slå enheten på igjen og forårsake mulig kortslutningspuls og skade (figur 7).

Figur 7: Ved å bruke negativ gate-driver-spenning, er det mulig å få bukt med manglene som oppstår på grunn av tilstedeværelsen av Miller-effektkapasitansen i en MOSFET eller IGBT. (Bildekilde: Murata Power Solutions)

Ved å drive gaten negativ, minimeres imidlertid denne effekten. Derfor krever en effektiv driverkonstruksjon både positive og negative spenningsskinner for gate-driver-funksjonen. I motsetning til de fleste topolede DC-DC-omformere med symmetriske utganger (for eksempel +5 V og –5 V), er imidlertid forsyningsskinnene til gate-driveren vanligvis asymmetriske med en positiv spenning som er større enn den negative spenningen.

Dimensjonering av omformerens effektklassifisering

En svært viktig faktor er hvor mye strøm gate-driver-omformeren må levere, og således effektklassifiseringen. Grunnberegningen er nokså ukomplisert. I hver vekslingssyklus må gaten lades og utlades gjennom gate-motstanden R_g. Enhetens datablad gir en kurve for gate-ladningens Q_g-verdi, der Q_g er hvor mye ladning som må injiseres i gate-elektroden for å slå PÅ (drive) MOSFET-en ved bestemte gate-spenninger. Effekten som DC-DC-omformeren må forsyne, utledes ved å bruke følgende formel:

Der Q_g er gate-ladningen for en valgt gate-spenning-svingning (positiv til negativ), for verdien V_s og med frekvensen F. Denne effekten avledes i den interne gate-motstanden (R_int) for enheten og den eksterne seriemotstanden R_g. De fleste gate-drivere trenger en strømforsyning på mindre enn én til to watt.

En annen faktor er toppstrømmen (I_pk) som kreves for å lade og utlade gaten. Dette er en funksjon av V_s, R_int og R_g. Den beregnes ved å bruke følgende formel:

I mange tilfeller er denne toppstrømmen mer enn DC-DC-omformeren kan levere. Istedenfor å bruke en større, mer kostbar strømforsyning (som kjører med lav driftssyklus), forsyner konstruksjoner i stedet strømmen ved å bruke «bulk»-kondensatorer på driver-forsyningsskinnene til driveren, som lades av omformeren under svakstrømsdelene av syklusen.

Grunnleggende beregninger fastsetter hvor store disse bulkkondensatorene bør være. Det er imidlertid også viktig at de har lav ekvivalent seriemotstand (ESR) og induktans (ESL) slik at de ikke hindrer transientstrømmen de leverer.

Andre faktorer for gate-driver-omformeren

Gate-driver-DC-DC-omformere har andre unike problemer. Noen av disse er:

• Regulering: Lasten på DC-DC-omformeren er nær null når enheten ikke veksler. De fleste konvensjonelle omformere trenger imidlertid en kontinuerlig minimumslast, ellers kan utgangsspenningen øke dramatisk, muligens opp til gjennombruddsnivået.

Det som skjer er at denne høye spenningen lagres på bulkkondensatorene, slik at, når enheten begynner å veksle, den kan se en gate-overspenning helt til omformernivået faller under normal last. En DC-DC-omformer som har begrensede (clamped) utgangsspenninger eller svært lave minimumskrav til last, bør derfor brukes.

• Oppstart og nedstengning: Det er viktig at IGBT-er og MOSFET-er ikke drives aktivt av PWM-styringssignaler før driverkretsens spenningsskinner har nådd sine bestemte verdier. Men, etter hvert som gate-driver-omformerne slås på eller av, kan det oppstå en forbigående tilstand der enheter kan drives til på-tilstand – selv om PWM-signalet er inaktivt – noe som fører til kortslutningspuls og skade. Derfor bør utgangene til DC-DC-omformerne fungere godt ved oppstart og avstengning med monoton stigning og monotont fall (figur 8).

Figur 8: Det er avgjørende at utgangene til DC-DC-omformeren fungerer godt under påslåings- og avslåingssekvenser og ikke har spenningstransienter. (Bildekilde: Murata Power Solutions)

• Skille- og koplingskapasitans: Ved høy effekt bruker invertere eller omformere vanligvis en brokonfigurasjon til å generere linjefrekvens (AC) eller forsyne toveis PWM-drift til motorer, transformatorer eller andre laster. For å gi brukersikkerhet og oppfylle forskriftsmandater, trenger gate-driver-PWM-signalet og tilknyttede driverstrømskinner på høysidebryterne galvanisk skille fra jord, uten noen ohmsk bane mellom disse. Videre må skillebarrieren være robust og ikke vise noen vesentlig forringelse på grunn av gjentatte delvise utladningseffekter i løpet av levetiden til konstruksjonen.

I tillegg er det problemer på grunn av kapasitiv kopling over skillebarrieren. Dette er sammenlignbart med lekkasjestrøm mellom den primære og sekundære viklingen i en fullstendig isolert AC-linjetransformator. Dette fører til krav om at drivkretsen og de tilknyttede strømskinnene må være immune mot den høye dV/dt-verdien til vekslingsnoden og ha en svært lav koplingskapasitans.

Mekanismen bak dette problemet er de svært raske vekslingskantene (switching edges), vanligvis 10 kilovolt per mikrosekund (kV/μs), og til og med så høye som 100 kV/μs for de nyeste GaN-enhetene. Denne hurtigsvingende dV/dt-verdien forårsaker forbigående strømflyt gjennom kapasitansen til DC-DC-omformerens skillebarriere.

Siden strømmen I = C x (dV/dt), vil selv en liten barrierekapasitans på bare 20 pikofarad (pF) med 10 kV/μs veksling, gi en strømflyt på 200 mA. Denne strømmen finner en ubestemt returrute gjennom styringskretsene tilbake til broen, noe som forårsaker spenningstopper (transienter) på tvers av tilkoblingsmotstander og -induktanser, som potensielt kan forstyrre driften av styringen og den jevne DC-DC-omformeren. Lav koplingskapasitans er derfor svært ønskelig.

Det er et annet aspekt ved grunnleggende skille og tilknyttet isolasjon for DC-DC-omformeren. Skillebarrieren er konstruert for å motstå den nominelle spenningen kontinuerlig, men fordi spenningen er slått av, kan barrieren potensielt brytes ned raskere over tid. Dette skyldes elektrokjemiske og delvise utladningseffekter i barrierematerialet som ville oppstått utelukkende som følge av en fast likespenning.

DC-DC-omformeren må derfor ha robust isolasjon og store minimumdistanser for krypning og klaring. Hvis omformerbarrieren også danner en del av et sikkerhetsskillesystem, gjelder forskriftsmandatene fra de relevante myndighetene for skillenivået som kreves (grunnleggende, supplerende, forsterket), driftsspenningen, forurensningsgraden, overspenningskategorien og høyden over havet.

Av disse grunnene anerkjennes kun gate-driver-DC-DC-omformere som har egnet konstruksjon og egnede materialer eller er under behandling for gjenkjennelse til UL60950-1 for ulike grunnleggende og forsterkede beskyttelsesnivåer (som generelt sett er ekvivalente med de i EN 62477-1:2012); strengere gjenkjennelse er også på plass eller under behandling for den medisinske standarden ANSI/AAMI ES60601-1 med 1 × MOPP-krav (MOPP – Means of Patient Protection) og 2 × MOOP-krav (MOOP – Means of Operator Protection).

• Fellesmodus for transient-immunitet: CMTI (common-mode transient immunity) er en viktig gate-driver-parameter ved høyere vekslingsfrekvenser der gate-driveren har en differensialspenning mellom to separate jordreferanser, slik som er tilfellet for isolerte gate-drivere. CMTI er definert som den maksimale toleransehastigheten for økningen eller reduksjonen av fellesmodusspenningen som påføres mellom to isolerte kretser og er angitt i kV/µs eller volt per nanosekund (V/ns).

En høy CMTI betyr at de to sidene til en isolert sammenstilling – sendesiden og mottakssiden – overskrider spesifikasjonene i databladet når isolasjonsbarrieren «treffes» med et signal som har svært høy stigende svinghastighet (positiv) eller synkende svinghastighet (negativ). Databladet for DC-DC-omformeren bør ha en spesifikasjonsverdi for denne parameteren, og konstruktører må samsvare den med spesifikasjonene for driftsfrekvensen og spenningen til kretsen.

Samsvar med kravene til gate-driverens DC-DC-omformer

Murata anerkjenner de mange utfordrende og ofte motstridende kravene til gate-driver-DC-DC-omformere, og har utvidet MGJ2-serien med hullmonterte DC-DC-omformere til å nå inkludere SMD-DC-DC-enheter. Omformerne er godt egnet til å drive gate-driver-kretsene for høysiden og lavsiden for IGBT-er og MOSFET-er i plass- og vektbegrensede konstruksjoner, takket være deres ytelse, kompakte størrelse og lave profil (ca. 20 mm lang × 15 mm bred × 4 mm høy), samt kompatibilitet med SMD-produksjonsprosesser (figur 9).

Figur 9: Alle enheter i Murata MGJ2-serien med DC-DC-omformere har samme ytre utseende og størrelse, men de er tilgjengelige med en rekke ulike nominelle inngangsspenninger og paringer for topolede utgangsspenninger. (Bildekilde: Murata Power Solutions)

Medlemmene i denne familien med 2-watts omformere fungerer fra nominelle innganger på 5, 12 og 15 volt, og tilbyr et utvalg av asymmetriske utgangsspenninger (utganger på +15 volt/–5 volt, +15 volt/–9 volt og +20 volt/–5 volt) for å støtte optimale drivernivåer med den høyeste systemvirkningsgraden og minimal elektromagnetisk interferens (EMI). Den overflatemonterte kapslingen forenkler fysisk integrasjon med gate-driverne og muliggjør nærmere plassering, noe som dermed reduserer kablingskompleksiteten samtidig som opptak av EMI eller radiofrekvensinterferens (RFI) reduseres.

MGJ2-serien er spesifisert for de høye skille- og dV/dt-kravene som er nødvendige for brokretser som brukes i motordrivere og invertere, og temperaturklassifiseringen og konstruksjonen i industriklassen gir lang levetid og pålitelighet. Andre viktige egenskaper omfatter:

• Forsterket isolasjon til UL62368-gjenkjenning (under behandling)
• ANSI/AAMI ES60601-1-gjenkjenning (under behandling)
• 5,7 kV DC-skilletestspenning (i henhold til «hi pot»-test)
• Ultralav skillekapasitans
• Drift opptil +105 °C (med reduksjon)
• Kortslutningsbeskyttelse
• Karakterisert fellesmodus-transient-immunitet (CMTI – common-mode transient immunity) >200 kV/µs
• Kontinuerlig holdespenning for barriere på 2,5 kV
• Karakterisert delvis utladning-ytelse

To enheter viser ytelsesområdet som er tilgjengelig i MGJ2-serien:

• MGJ2D152005MPC-R7 tar en nominell 15-volts inngang (13,5 til 16,5 volt) og leverer svært asymmetriske utganger på +20 volt og –5,0 volt på opptil 80 mA hver. Viktige spesifikasjoner inkluderer 9 % og 8 % lastregulering (maksimum) for hver av de henholdsvis to utgangene, rippel og støy under 20/45 mV (typisk/maksimum), virkningsgrad på 71/76 % (minimum/typisk), skillekapasitans på bare 3 pF og gjennomsnittlig tid til svikt (MTTF – mean time to failure) på ca. 1100 kilotimer (kHrs) (fastsatt ved hjelp av MIL-HDBK-217 FN2) og 43 500 kHrs (i henhold til Telecordia SR-332-beregningsmodeller).

• MGJ2D121509MPC-R7 tar en nominell 12-volts inngang (10,8 til 13,2 volt) og leverer svært asymmetriske utganger på +15 volt og –9,0 volt på opptil 80 mA hver. Andre viktige spesifikasjoner inkluderer 8/13 % lastregulering (typisk/maksimum) for +15-volts utgang og 7/12 % lastregulering (typisk/maksimum) for –9,0-volts utgang, rippel og støy under 20/45 mV (typisk/maksimum), virkningsgrad på 72/77 % (minimum/typisk), skillekapasitans på 3 pF og MTTF på ca. 1550 kHrs (ved bruk av MIL-HDBK-217 FN2) og 47 800 kHrs (Telecordia-modeller).

I tillegg til de forventede listene og grafene som beskriver statisk og dynamisk ytelse, viser fellesdatabladet for medlemmene i denne serien de mange bransjestandardene og forskriftsmandatene som disse omformerne oppfyller, samt omfattende detaljer om de tilknyttede testforholdene som brukes til å fastsette disse faktorene. Dette gir et høyere nivå av tillit og fremskynder produktsertifisering i konstruksjoner med strenge krav til samsvar.

Konklusjon

Valg av egnet MOSFET- eller IGBT-enhet for en konstruksjon for strømveksling, er ett trinn i konstruksjonsprosessen. Vi har også den tilknyttede gate-driveren som styrer vekslingsenheten og veksler den mellom av- og på-tilstander på en rask og bestemt måte. Som et resultat trenger driveren en egnet DC-DC-omformer for å kunne forsyne driftsstrømmen. Som vist, leverer Murata sin MGJ2-serie med 2-watts overflatemonterte DC-DC-omformere den elektriske ytelsen som trengs, og de oppfyller også de mange kompliserte sikkerhets- og forskriftsmandatene som kreves i denne funksjonen.