Slik forbedrer du ultralydsystemets bildekvalitet ved å bruke strømforsyninger med ultralav støy

Ultralydteknologi – et ikke-inntrengende verktøy som ofte brukes innen medisinsk diagnostikk og til andre bruksområder – har gått over fra statiske til dynamiske bilder, og fra svart-hvitt-presentasjon til Doppler-bilder i farger. Disse viktige forbedringene skyldes i stor grad innføringen av digital ultralydteknologi. Selv om disse fremskrittene har økt effektiviteten og allsidigheten til ultralydbildebehandling, er det like viktig for disse systemene å tilby forbedret bildekvalitet ved hjelp av fremskritt i ultralydsondens hodeende (head-end), og den analoge inngangen (AFE – analog front-end) som driver sonden og fanger opp retursignalene.

En av hindringene til å oppnå denne forbedrede bildekvaliteten er støy, så målet til konstruksjonen er å øke signal-til-støy-forholdet (SNR – signal-to-noise ratio) i systemet. Dette kan delvis oppnås ved å adressere støy som kommer fra de forskjellige strømforsyningsskinnene i systemet. Vær oppmerksom på at slik støy ikke er et enkelt, usammensatt vesen. Den har i stedet forskjellige egenskaper og kjennetegn som fastsetter hvordan den til slutt påvirker systemytelsen.

Denne artikkelen vil se på det grunnleggende prinsippet for ultralydbildebehandling, og vil deretter fokusere på ulike faktorer som påvirker bildekvaliteten, hovedsakelig støy fra strømforsyningene. Den vil bruke DC-DC-regulatorer fra Analog Devices som eksempler på strømforsyningskomponenter som i stor grad kan forbedre SNR og andre aspekter av ytelsen til ultralydsystemet.

Grunnleggende om ultralydbildebehandling

Konseptet er enkelt: Generere en skarp akustisk puls, deretter «lytte» etter ekkorefleksjon etter hvert som den støter på hindringer eller ulike samspill mellom organer og deres ulike akustiske impedanser. Ved å utføre disse impulsretursekvensene gjentatte ganger, kan refleksjonene brukes til å skape et bilde av de reflekterende overflatene.

For de fleste ultralydmodusene, sender de piezoelektriske transdusermatrisene ut et begrenset antall bølgesykluser (vanligvis to til fire) som en puls. Frekvensen til disse bølgene i hver syklus ligger vanligvis i området 2,5 til 14 megahertz (MHz). Matrisen styres via stråleformingsteknikker som har samme funksjon som en RF-antenne med fasematrise, slik at den totale ultralydpulsen kan fokuseres og styres for å danne en skanning. Transduseren bytter deretter til mottaksmodus for å detektere returen av de reflekterte bølgene fra innsiden av kroppen.

Vær oppmerksom på at timingforholdet for sending/mottak vanligvis er rundt 1 % / 99 %, med en pulsrepetisjonsfrekvens vanligvis mellom 1 og 10 kilohertz (kHz). Ved å tidsbestemme styringen av pulsen fra overføring til mottatte ekkoer, og kjenne hastigheten som ultralydenergien forplanter seg gjennom kroppsvevet på, er det mulig å beregne avstanden fra transduseren til organet eller berøringspunktet som reflekterer bølgen. Amplituden til de returnerende bølgene fastsetter lysstyrken til pikslene som er tilordnet refleksjonen i ultralydbildet, etter en hel del digital etterbehandling.

Forståelse av systemkrav

Til tross for den begrepsmessige enkelheten til det underliggende prinsippet, er et komplett ultralydbildebehandlingsystem av høy kvalitet en komplisert enhet (figur 1). Den endelige ytelsen til systemet fastsettes i stor grad av transduseren og den analoge inngangen (AFE), mens etterbehandling av det digitaliserte reflekterte signalet gjør det mulig for algoritmer å forbedre situasjonen.

Systemstøy av forskjellige typer er, ikke overraskende, en av de begrensende faktorene for bildekvalitet og ytelse, noe som er sammenlignbart med bitfeilhyppighet (BER – bit error rate) kontra SNR i digitale kommunikasjonssystemer.

Figur 1: Et komplett ultralydbildebehandlingssystem er en kompleks kombinasjon av en betydelig mengde analog-, digital-, strøm- og prosesseringsfunksjonalitet, der den analoge inngangen (AFE) definerer grensene for systemytelse. (Bildekilde: Analog Devices)

Det er en sender/mottaker-veksling (T/R – transmit/receive) mellom den piezoelektriske transdusermatrisen og den aktive elektronikken. Rollen til denne vekslingen er å hindre at de høyspente sendesignalene som driver transduseren når frem til og skader den lavspente AFE-mottakssiden. Etter at den mottatte refleksjonen er forsterket og behandlet, sendes den til AFE-ens analog-til-digital-omformer (ADC). Der blir den digitalisert og gjennomgår programvarebasert bildebehandling og -forbedring.

Hver av de forskjellige bildebehandlingsmodusene til et ultralydsystem har forskjellige krav til det dynamiske området – og dermed SNR – eller støykrav:

• For svart-hvitt-bildemodus kreves et dynamisk område på 70 desibel (dB). Støygulvet er viktig siden det påvirker den maksimale dybden som det minste ultralyd-ekkoet kan observeres i det fjerne feltet. Dette kalles penetrasjon, og er en av de viktigste funksjonene til svart-hvitt-modus.
• Et dynamisk område på 130 dB kreves for pulsbølge-doppler-modus (PWD – pulse wave doppler).
• 160 dB kreves for kontinuerlig-bølge-dopplermodus (CWD – continuous wave doppler). Vær oppmerksom på at 1/f-støyen er spesielt viktig for PWD- og CWD-modusene, ettersom begge disse bildene inkluderer det lavfrekvente spektrumelementet under 1 kHz, og fasestøyen påvirker Doppler-frekvensspekteret høyere enn 1 kHz.

Disse kravene er ikke enkle å oppfylle. Ettersom ultralydtransduserens frekvens vanligvis er fra 1 MHz til 15 MHz, vil den påvirkes av all vekslingsfrekvensstøy innenfor dette området. Hvis det er kryssmodulasjonsfrekvenser i PWD- og CWD-spektrene (fra 100 Hz til 200 kHz), vil de åpenbare støyspektrene vises i Doppler-bildene, noe som er uakseptabelt i ultralydsystemet. For å oppnå maksimal systemytelse og bildekvalitet (klarhet, dynamisk område, mangel på bildeflekker (image speckling) og kvalitetstall (FOM – figures of merit)), er det viktig å se på kilder som forårsaker tap av signalkvalitet og forringelse av SNR.

Den første er åpenbar: På grunn av dempning, er returen fra vev og organer dypere i kroppen (for eksempel nyrer) langt svakere enn de som er nær transduseren. Derfor blir det reflekterte signalet forsterket (gained up) av AFE-en, slik at det opptar så mye av AFE-ens inngangsområde som mulig. For dette brukes en funksjon for automatisk forsterkningsstyring (AGC – automatic gain control). Denne AGC-funksjonen ligner på den som brukes i trådløse systemer der AGC-en vurderer mottatt signalstyrke (RSS – received signal strength) via trådløs RF, og kompenserer dynamisk for sine tilfeldige, uforutsigbare endringer over et spenn på titalls desibel.

Situasjonen er imidlertid annerledes i en ultralydkonstruksjon enn den er for en trådløs forbindelse. I stedet er banedempningen omtrentlig kjent, det er også hastigheten for akustisk energiutbredelseshastighet (energy propagation velocity) – 1540 meter per sekund (m/s) i vev eller omtrent fem ganger raskere enn utbredelsen i luft ved omtrent 330 m/s – så dempningshastigheten er også kjent.

Basert på denne kunnskapen, bruker AFE-en en forsterker med variabel forsterkning (VGA – variable-gain amplifier) som er anordnet som en TGC-forsterker (TGC – time-gain compensation). Forsterkningen til denne VGA-en er lineær-i-dB og er konfigurert slik at en lineær/tid-rampestyringsspenning (linear-versus-time ramping control voltage) øker forsterkning/tid (gain-versus-time) for å i stor grad kompensere for dempningen. Dette maksimerer SNR og bruken av det dynamiske området til AFE-en.

Støytyper og hvordan de kan håndteres

Selv om signalstøy i legemet og pasientindusert signalstøy ikke kan kontrolleres av teknikeren for ultralydsystemet, må intern systemstøy håndteres og kontrolleres. For dette er det viktig å forstå støytypene, innvirkningen de har og hva som kan gjøres for å redusere dem. De primære utfordringene er vekslingsregulatorstøy – hvit støy på grunn av signalkjeden, klokken og strømmen, samt layoutrelatert støy.

• Vekslingsregulatorstøy: De fleste vekslingsregulatorer bruker én enkel motstand til å angi vekslingsfrekvensen. Den uunngåelige toleransen til den nominelle verdien for denne motstanden, introduserer forskjellige vekslingsfrekvenser og oversvingninger når frekvensene til forskjellige uavhengige regulatorer blandes og kryssmoduleres med hverandre. Husk at selv en motstand med tett toleranse, med en 1 % unøyaktighet, resulterer i en harmonisk frekvens på 4 kHz i en DC-DC regulator på 400 kHz, noe som gjør oversvingninger (harmonics) vanskeligere å regulere.

En bedre løsning er å velge en vekslingsregulator-IC med en synkroniseringsfunksjon implementert via en SYNC-tilkobling på en av kapslingens pinner. Ved hjelp av denne funksjonen kan en ekstern klokke distribuere et signal til de forskjellige regulatorene, slik at alle veksler med samme frekvens og fase. Dette eliminerer blandingen av de nominelle frekvensene og tilknyttede oversvingningsprodukter.

For eksempel er LT8620 en høyeffektiv, høyhastighets synkron monolittisk vekslingsregulator for å senke spenningen (step-down switching regulator), som aksepterer et bredt inngangsspenningsområde på opptil 65 volt og kun bruker 2,5 mikroampere (μA) hvilestrøm (figur 2). Avbruddsmodusen med lav rippel muliggjør høy effektivitet ned til svært lav utgangsstrøm, samtidig som utgangsrippelen holdes under 10 millivolt (mV) spiss til spiss. En SYNC-pinne muliggjør brukeretablert synkronisering til en ekstern klokke fra 200 kHz til 2,2 MHz.

Figur 2: Den høyeffektive LT8620-vekslingsregulatoren inkluderer en SYNC-pinne slik at klokken i regulatoren kan synkroniseres med andre systemklokker, noe som minimerer klokkekryssmodulasjonsvirkninger. (Bildekilde: Analog Devices)

En annen teknikk er å bruke en vekslingsregulator som benytter klokking med spredt spektrum til å spre den genererte elektromagnetiske interferensen (EMI) over et bredere bånd, noe som senker spissverdien ved en hvilken som helst spesifikk frekvens. Selv om dette er en attraktiv løsning for visse konstruksjoner som er mindre SNR-kritiske og mer opptatt av å oppfylle EMI-krav, introduserer det usikkerheter rundt de resulterende oversvingningene som vil dannes over et bredere spektrum, noe som gjør dem vanskeligere å kontrollere. For eksempel resulterer en vekslingsfrekvensspredning på 20 % for EMI-betraktning i harmoniske frekvenser på mellom null og 80 kHz i en strømforsyning på 400 kHz. Selv om denne tilnærmingen til å senke EMI-spisser kan bidra til å oppfylle relevante regulatoriske mandater, kan det være kontraproduktivt for de spesielle SNR-behovene til ultralydkonstruksjoner.

Vekslingsregulatorer med konstant frekvens bidrar til å unngå dette problemet. ADI-familien av Silent Switcher-spenningsregulatorer og μModule-regulatorer har veksling med konstant frekvens. Samtidig tilbyr de EMI-ytelse med valgbare teknikker med spredt spektrum for å gi utmerket transientrespons uten å introdusere usikkerhetene forbundet med spredt spektrum.

Silent Switcher-regulatorfamilien er heller ikke begrenset utelukkende til lavere effektregulatorer. For eksempel er LTM8053 en vekslingsregulator, på 40 V_IN (maksimum), 3,5 A kontinuerlig, 6 A spiss, som senker spenningen, og som inkluderer en vekslingsstyring, strømvekslere, en induktor og alle støttekomponenter. Kun inngangs- og utgangsfilterkondensatorer er nødvendige for å fullføre konstruksjonen (figur 3). Den støtter et utgangsspenningsområde fra 0,97 til 15 volt, og et vekslingsfrekvensområde på 200 kHz til 3 MHz, som hver angis av en enkel motstand.

Figur 3: LTM8053-medlemmet av Silent Switcher-familien kan levere 3,5 A kontinuerlig / 6 A spisstrøm, og den aksepterer en inngangsspenning på 3,4 til 40 volt og kan levere et bredt utgangsområde på 0,97 til 15 volt. (Bildekilde: Analog Devices)

Den unike kapslingen til LTM8053 bidrar til å opprettholde lav EMI og høyere strømutgang. En kobbersøyle (copper-pillar) flip-chip-kapsling i en Silent Switcher µModule-regulator bidrar til å redusere parasittinduktans og optimalisere spenningsspisser og dødtid, noe som muliggjør konstruksjoner med høy tetthet og høy strømkapasitet i en liten kapsling (figur 4). Hvis det er behov for mer strøm, kan flere LT8053-enheter kobles parallelt.

Figur 4: LTM8053 (og andre Silent Switcher-enheter) integrerer en kobbersøyle-flip-chip, noe som muliggjør konstruksjoner med høy tetthet og høy strømkapasitet i en liten kapsling, samtidig som parasittinduktans minimeres. (Bildekilde: Analog Devices)

Silent Switcher-linjens teknologi og topologi er ikke begrenset til regulatorer med en enkel utgang. LTM8060 er en firekanals, 40 V_IN Silent Switcher μModule-regulator med en konfigurerbar utgangsmatrise på 3 A (figur 5). Den er virksom til opptil 3 MHz og er innkapslet i en kompakt (11,9 mm × 16 mm × 3,32 mm), overstøpt kulegitteroppstilling (BGA).

Figur 5: LTM8060 er en firekanals μModule med konfigurerbar matrise og 3 A/kanal-utgang i en kompakt kapsling som måler 11,9 mm × 16 mm × 3,32 mm. (Bildekilde: Analog Devices)

Et av de interessante aspektene ved denne firekanalsenheten, er at utgangene på den kan parallellkobles i forskjellige konfigurasjoner for å samsvare med forskjellige laststrømsbehov, opptil maksimalt 12 A (figur 6).

Figur 6: De fire 3 A-utgangene til LTM8060 kan arrangeres i forskjellige parallelle konfigurasjoner for å samsvare med konstruksjonens DC-skinnekrav. (Bildekilde: Analog Devices)

For å oppsummere, gir Silent Switcher-regulatorene mange fordeler med hensyn til støy, oversvingninger og termisk ytelse (figur 7).

Figur 7: Her vises de viktigste egenskapene til Silent Switcher-familien av regulatorer i forhold til viktige konstruksjonsperspektiver. (Bildekilde: Analog Devices)

• Hvit støy: Det er også mange kilder til hvit støy i et ultralydsystem, noe som fører til bakgrunnsstøy og «bildeflekker». Denne støyen kommer hovedsakelig fra signalkjeden, klokken og strømmen. Dette kan løses ved å legge til en spenningsregulator med lav fallspenning (LDO – low-dropout) på strømpinnen til en følsom analog komponent.

Den neste generasjonen av LDO-regulatorer fra ADI, for eksempel LT3045, har et ultralavt støynivå på rundt 1 mikrovolt (μV) rms (10 Hz til 100 kHz), og gir en strømutgang på opptil 500 mA ved en typisk fallspenning på 260 mV (figur 8). Drift ved hvilestrøm er nominelt 2,3 mA, og faller til mye lavere enn 1 μA i avstengningsmodus. Andre LDO-er med lav støy er tilgjengelige for å dekke strøm fra 200 mA til 3 A.

Figur 8: LT3045 LDO-regulatorene er kjent for sin ultralave støy på rundt 1 μV rms over et strømområde fra 200 mA til 3 A. (Bildekilde: Analog Devices)

• Kortlayout: I de fleste kretskortlayouter er det en konflikt mellom høystrøm-signalspor fra vekslingsstrømforsyningene og de tilstøtende lavstrøm-signalsporene, ettersom støy fra førstnevnte kan koples inn i sistnevnte. Denne vekslingsstøyen genereres vanligvis av strømsløyfen (hot loop) opprettet av inngangskondensatoren, MOSFET-en på oversiden, MOSFET-en på undersiden og parasittinduktanser fra ledninger, ruting og elektriske forbindelser.

Standardløsningen er å legge til en demperkrets for å redusere elektromagnetisk utslipp, men dette reduserer virkningsgraden. Silent Switcher-arkitekturen forbedrer ytelsen og opprettholder høy virkningsgrad selv ved høye vekslingsfrekvenser, noe den gjør ved å opprette en motsatt strømsløyfe (kalt «halvering» eller «splitting») ved å bruke toveis-utslipp, og den reduserer EMI med ca. 20 dB (Figur 9).

Figur 9: Ved å etablere en motsatt strømsløyfe som deler strømbanen, reduserer Silent Switcher EMI med omtrent 20 dB. (Bildekilde: Analog Devices)

Virkningsgrad kontra støy

Det virker kanskje som at – hvis det er en avveining mellom strømforsyningsstøy og potensiell virkningsgrad – behovet for ultralav støy i ultralydkonstruksjonen bør råde. Noen milliwatt mer med avledning er tross alt ikke noen stor byrde for «det store og hele» systemnivået. Så hvorfor ikke bare øke energien som pulseres av transduseren for å øke pulssignalstyrken, og således den reflekterte SNR-en?

Men denne avveiningen fører til en annen komplikasjon: Selvoppvarming i den håndholdte digitale sonden som inneholder transduseren, den piezoelektriske elementdriveren, AFE-en og andre elektroniske kretser. Noe av sondens elektriske energi avledes i det piezoelektriske elementet, linsen og underlagsmaterialet, og forårsaker således transduseroppvarming. I tillegg til bortkastet akustisk energi i transduserhodet, vil dette resultere i oppvarming og temperaturøkning på sonden.

Det er en grense for den maksimalt tillatte overflatetemperaturen på transduseren. IEC-standard 60601-2-37 (Rev 2007) begrenser denne temperaturen til 50 °C når transduseren overfører til luft, og 43 °C når den overfører til et egnet fantom (en standard kroppssimulator). Den sistnevnte grensen innebærer at huden (vanligvis 33 °C) kan varmes opp med maksimalt 10 °C. Transduseroppvarming er derfor en viktig konstruksjonsmessig faktor som må tas hensyn til i komplekse transdusere. Disse temperaturgrensene kan effektivt begrense den akustiske utgangen som kan anvendes, uavhengig av den tilgjengelige DC-strømmen.

Konklusjon

Ultralydbildebehandling er et mye brukt, uvurderlig, ikke-invasivt og risikofritt medisinsk bildebehandlingsverktøy. Selv om det grunnleggende prinsippet er enkelt i konsept, krever utformingen av et effektivt bildebehandlingssystem en betydelig mengde komplekse kretser, i tillegg til flere DC-regulatorer for å drive de ulike underkretsene. Disse regulatorene og den tilknyttede effekten må ha høy virkningsgrad, men må også ha svært lav støy på grunn av det ekstreme SNR-forholdet og de dynamiske rekkeviddemandatene på den reflekterte akustiske signalenergien. Som vist oppfyller LDO-er og Silent Switcher IC-er fra Analog Devices disse kravene, uten at det går på bekostning av plass, EMI eller andre viktige egenskaper.

Relatert innhold

1. Maxim / Analog Devices, opplæring 4696,«Oversikt over ultralydbildebehandlingssystemer og de elektriske komponentene som kreves for hovedunderfunksjonene»
2. Analog Devices, «Silent Switcher™-teknologi fra Analog Devices» (video)
3. Analog Devices, «Silent Switcher μModule med lav støy og LDO-regulatorer forbedrer ultralydstøy og -bildekvalitet»
4. Analog Devices, «Silent Switcher-enheter er stillegående og enkle»